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Update: 2024-08-06
以下の Biquad フィルタの実装を比較します。
ここでは 1 を RBJ フィルタ、 2 を TPT フィルタと呼ぶことにします。 TPT は topology-preserving transform の略で、 The Art of VA Filter Design で紹介されているアナログフィルタの離散化の方法です。
C++ 20 で実装します。標準ライブラリの <array>
,
<cmath>
, <numbers>
をインクルードしています。
三角関数の計算は重たいのでフィルタ係数はコントロールレートでのみ計算しています。オーディオレートでの補間には以下の
ExpSmoother
を使っています。 ExpSmoother
は一次ローパスあるいは exponential moving average (EMA)
と呼ばれるフィルタです。
template<typename Sample> struct ExpSmoother {
= 0;
Sample value = 0;
Sample target = 1; // Exponential moving average coefficient.
Sample kp
void setCutoff(Sample sampleRate, Sample cutoffHz)
{
// `double` is used for accuracy.
double y = double(1)
- std::cos(double(2) * std::numbers::pi_v<double> * cutoffHz / sampleRate);
= Sample(std::sqrt((y + double(2)) * y) - y);
kp }
void reset(Sample newTarget = 0)
{
= newTarget;
value = newTarget;
target }
void push(Sample newTarget = 0) { target = newTarget; }
inline Sample process() { return value += kp * (target - value); }
};
Audio EQ Cookbook に基づいたローパスのみの実装例です。
#include <array>
#include <cmath>
#include <numbers>
template<typename Sample> class RbjBiquad {
= 0;
Sample x1 = 0;
Sample x2 = 0;
Sample y1 = 0;
Sample y2 std::array<ExpSmoother<Sample>, 5> co; // Coefficients {b0, b1, b2, -a1, -a2}.
public:
const std::string name{"RbjBiquad"};
()
RbjBiquad{
for (auto &x : co) x.setCutoff(Sample(1), Sample(0.02));
}
#define ASSIGN_COEFFICINETS(method) \
/* normalizedFreq = cutoffHz / sampleRate. */ \
void method##Lowpass(Sample normalizedFreq, Sample Q) \
{ \
auto omega = std::numbers::pi_v<Sample> * Sample(2) * normalizedFreq; \
auto cos = std::cos(omega); \
auto sin = std::sin(omega); \
auto alpha = sin / (Sample(2) * Q); \
auto a0_inv = Sample(1) / (Sample(1) + alpha); \
co[0].method(a0_inv *((Sample(1) - cos) / Sample(2))); /* b0 */ \
co[1].method(a0_inv *(Sample(1) - cos)); /* b1 */ \
co[2].method(a0_inv *((Sample(1) - cos) / Sample(2))); /* b2 */ \
co[3].method(-a0_inv *(Sample(-2) * cos)); /* a1 */ \
co[4].method(-a0_inv *(Sample(1) - alpha)); /* a2 */ \
}
(reset);
ASSIGN_COEFFICINETS(push);
ASSIGN_COEFFICINETS#undef ASSIGN_COEFFICINETS
void reset(Sample normalizedFreq, Sample Q, Sample value = 0)
{
= value;
x1 = value;
x2 = value;
y1 = value;
y2
(normalizedFreq, Q);
resetLowpass}
void prepare(Sample normalizedFreq, Sample Q) { pushLowpass(normalizedFreq, Q); }
(Sample x0)
Sample process{
for (auto &x : co) x.process();
auto y0 = co[0].value * x0 + co[1].value * x1 + co[2].value * x2 + co[3].value * y1
+ co[4].value * y2;
= x1;
x2 = x0;
x1 = y1;
y2 = y0;
y1
return y0;
}
};
process()
の y0
の計算で加算と減算を混ぜないようにするため、フィルタ係数
co
の \(a_1, a_2\)
の符号を反転しています。
マクロで定義しているのでややこしいですが、
resetLowpass()
と pushLowpass()
でフィルタ係数を設定します。 reset*
は音の再生開始前などに内部状態をリセットするときに呼び出します。
push*
と prepare
は音の再生中にコントロールレートでフィルタ係数を設定するときに使います。
prepare
は個人的に使っているコントロールレートでのパラメータ設定を行うメソッド名で、消しても問題ありません。
テンプレートで並列処理する信号の数を指定できるようにした実装も行いました。これは
cl.exe
のオプションに /Qvec-report:1
を指定して SIMD がどれくらい入るかを検証するためです。
The Art of VA Filter Design で紹介されている手法に基づいたローパスのみの実装例です。 Faust Libraries の svf を参考にしています。
template<typename Sample> class TptBiquad {
private:
<Sample> g;
ExpSmoother<Sample> R;
ExpSmoother<Sample> d;
ExpSmoother
= 0;
Sample s1 = 0;
Sample s2
public:
const std::string name{"TptBiquad"};
()
TptBiquad{
constexpr Sample cutoff = Sample(0.02);
.setCutoff(Sample(1), cutoff);
g.setCutoff(Sample(1), cutoff);
R.setCutoff(Sample(1), cutoff);
d}
#define ASSIGN_COEFFICINETS(method) \
/* normalizedFreq = cutoffHz / sampleRate. */ \
void method##Coefficient(Sample normalizedFreq, Sample Q) \
{ \
g.method(std::tan(std::numbers::pi_v<Sample> *normalizedFreq)); \
R.method(Sample(1) / Q); \
d.method(Sample(1) / (Sample(1) + g.target * g.target + g.target * R.target)); \
}
(push);
ASSIGN_COEFFICINETS(reset);
ASSIGN_COEFFICINETS#undef ASSIGN_COEFFICINETS
void reset(Sample normalizedFreq, Sample Q, Sample value = 0)
{
= value;
s1 = value;
s2 (normalizedFreq, Q);
resetCoefficient}
void prepare(Sample normalizedFreq, Sample Q) { pushCoefficient(normalizedFreq, Q); }
// Lowpass.
(Sample x0)
Sample process{
.process();
g.process();
d
auto v1 = (s1 + g.value * (x0 - s2)) * d.value;
auto v2 = s2 + g.value * v1;
= Sample(2) * v1 - s1;
s1 = Sample(2) * v2 - s2;
s2
return v2;
}
};
以下はテンプレートで並列処理する信号の数を指定できるようにした実装です。
以下はオーディオレートで計算を行う素朴な実装です。
以下は動作確認に使った Python 3 での実装です。
使い勝手については以下の違いがあります。
process
の計算は共通。process
の計算が異なるが、係数の設定はおおよそ共通。コードの長さについては TPT フィルタのほうが短くなる傾向があります。ただし TPT フィルタは bell 、 low-shelf 、 high-shelf については係数の計算が変わります。
RBJ フィルタはフィルタ係数が 5
つで、補間を行うときは安定性に疑問が残ります。 TPT フィルタの係数は 3
つと比較的少ないですが、こちらも d
については補間による安定性がはっきりしません。 d
については補間を行わずに g
と R
からオーディオレートで計算することで安定しますが、除算が出てくるので速度は落ちます。
今回の実装の計算速度について簡単なベンチマークをとってみたところ、以下のような結果が得られました。Sample Count
は計算したサンプル数です。 Last Output
は最後の出力の総和で、実装間の出力に差がないことを確認するためにプリントしています。
TptSvf
はローパス、バンドパス、ハイパスを同時に計算する
TptBiquad
の実装の派生です。
RbjBiquadParallel
と TptBiquadParallel
は 16
出力を同時に計算しています。
以下は float
でのベンチマーク結果です。
Filter Type | Time Elapsed [ms] | Sample Count | Last Output |
---|---|---|---|
RbjBiquad | 17.73569999997201 | 960000 | -0.03840086 |
TptBiquad | 17.528799999972524 | 960000 | -0.038400784 |
TptSvf | 17.455699999972666 | 960000 | -0.038400736 |
RbjBiquadParallel | 290.3656000015933 | 960000 | 0.15570019 |
TptBiquadParallel | 148.51210000301913 | 960000 | 0.15563208 |
以下は double
でのベンチマーク結果です。
Filter Type | Time Elapsed [ms] | Sample Count | Last Output |
---|---|---|---|
RbjBiquad | 19.11819999996879 | 960000 | 0.06474569475653402 |
TptBiquad | 22.07949999996203 | 960000 | 0.06474569475653402 |
TptSvf | 21.63369999996292 | 960000 | 0.06474569475653393 |
RbjBiquadParallel | 293.51290000144576 | 960000 | 0.81283637843879 |
TptBiquadParallel | 150.7567000030868 | 960000 | 0.8128361199584616 |
以下はベンチマークに使ったコードへのリンクです。
結論としては TPT フィルタだけを使えばよさそうです。特に多出力では
TPT フィルタが圧倒的に速いです。 double
かつ 1
出力であれば RBJ フィルタがわずかに速いので、普段は TPT
フィルタを使い、どうしても速度が要るときに RBJ
フィルタへの切り替えも検討するという方針がよさそうです。
また cl.exe
の /Qvec-report:2
で検証したところ、今回の実装のすべてのフィルタのコードについて自動ベクトル化
(auto vectorization) は行われませんでした。より速くするには SIMD
を直接、あるいは simde や VCL
などのライブラリを通して間接的に書くしかなさそうです。
TPT フィルタのレゾナンスが \(R = \dfrac{1}{\sqrt{2}}\) のとき Butterworth フィルタになります。
Butterworth フィルタは maximally flat なフィルタです。つまり、ローパスであればカットオフ周波数から 0 Hz までの範囲の振幅特性が最も平坦となります。また、振幅特性が 1 倍 (あるいは 0 dB) を超えない最大のレゾナンスが設定されたフィルタとも言えます。
The Art of VA Filter Design (rev. 2.1.2) の 4.2 Resonance にローパスのレゾナンスが \(R\) のときのゲイン \(A_{\mathrm{LP}}\) の計算方法が載っています。
\[ \begin{align*} A_{\mathrm{LP}} &= \frac{1}{2 R \sqrt{1 - R^2}}, \quad \text{where} \quad R < \dfrac{1}{\sqrt{2}}. \\ \end{align*} \]
\(R \geq \dfrac{1}{\sqrt{2}}\) のときはレゾナンスによるゲインのピークが現れません。未定義としないときは周波数 0 でのゲインを使って \(A_{\mathrm{LP}} = 1\) とすることが考えられます。
ハイパスのゲイン \(A_{\mathrm{HP}}\) も導出します。以下はハイパスのアナログプロトタイプの伝達関数です。
\[ \begin{align*} H_{\mathrm{HP}}(s) = \frac{s^2}{s^2 + 2 R s + 1} = \frac{1}{1 + 2 R s^{-1} + s^{-2}} \end{align*} \]
\(s = j\omega\) を代入して絶対値を取ります。伝達関数の絶対値はゲインを表します。
\[ \begin{align*} |H_{\mathrm{HP}}(j\omega)| = \frac{1}{|1 + 2 R (j\omega)^{-1} + (j\omega)^{-2}|} \end{align*} \]
ここで分母が最小となるとき、ゲインが最大となります。分母の最小値を求めます。
\[ \begin{align*} 0 &= |1 + 2 R (j\omega)^{-1} + (j\omega)^{-2}| \\ &= \sqrt{(1 - \omega^{-2})^2 + (2 R \omega^{-1})^2} \\ &= \sqrt{1 + (4 R^2 - 2) \omega^{-2} + \omega^{-4}} \\ \\ 0 &= \omega^{4} + (4 R^2 - 2) \omega^{2} + 1 \end{align*} \]
この式は The Art of VA Filter Design (rev. 2.1.2), p.102 の \(|H_{\mathrm{LP}}(j\omega)|^{-2}\) の式と同じです。左辺が 0 なので、平方根に入っている \(\omega^{-2}\) の多項式を二次方程式の解の公式で解くとゲインが最大となる周波数 \(\omega_{\mathrm{peak}}\) が得られます。
\[ \omega_{\mathrm{peak}} = \sqrt{1 - 2 R^2} \]
\(\omega_{\mathrm{peak}}\) を伝達関数に代入するとハイパスのレゾナンスのゲイン \(A_{\mathrm{HP}}\) が得られます。
\[ \begin{align*} |H_{\mathrm{HP}}(\omega_{\mathrm{peak}})|^2 &= \frac{1}{1 + (4 R^2 - 2) \omega^{-2} + \omega^{-4}} \\ &= \frac{1}{1 + (4 R^2 - 2) (1 - 2 R^2)^{-1} + (1 - 2 R^2)^{-2}} \\ &= \frac{(1 - 2 R^2)^2}{4 R^2 - 4 R^4} \\ \\ A_{\mathrm{HP}} = |H_{\mathrm{HP}}(\omega_{\mathrm{peak}})| &=\frac{1 - 2 R^2}{2 R \sqrt{1 - R^2}}, \quad \text{where} \quad R < \dfrac{1}{\sqrt{2}}.\\ \end{align*} \]